СИСТЕМА ЗА УПРАВЛЕНИЕ НА ТРИФАЗЕН АВТОНОМЕН ИНВЕРТОР С ВЕКТОРНА ИМПУЛСНА МОДУЛАТА

В момента, въпреки развития пазар за трифазни автономни инвертори на напрежение (AVI) и честотни преобразуватели, произведени за задвижване с променлив ток, както и за системи за захранване на различни отговорни потребители, има област от технически проблеми, които не могат да бъдат решени решен с помощта на готово оборудване, предлагано от редица чуждестранни компании.за техническо несъответствие с изискванията на клиента. Трябва също да се отбележи, че е необходимо да се осигури отбранителната индустрия на страната с вътрешни разработки. В това отношение изследванията и разработките на трифазен AIN, използван в космическото инженерство и морското оборудване, са изключително актуални. Един от основните етапи в развитието на AIN е проектирането на системата за управление. Всяко управление на силовия преобразувател в крайна сметка се свежда до регулиране на времето на отворено състояние на силовия транзистор спрямо периода на неговата работа. Известно е, че този метод на управление се нарича модулация с широчина на импулса (ШИМ) [1]. Ако за сравнение разгледаме полето на еднофазни преобразуватели, в които се използват предимно полумостови и мостови топологии (с мощност 0,5-3 kW), тогава изграждането на системи за управление за тези силови вериги не води до всякакви особени трудности и се покрива от широк клас интегрирани ШИМ контролери, произведени от индустрията. В същото време, като се вземе предвид най-новата тенденция към изграждането на цифрови (цифрово-аналогови) системи за управление на силови преобразуватели [3], са разработени голям брой методи за управление за класа трифазни инвертори [ 6]. Но когато те се прилагат за решаване на практически проблеми, които изискват формиране на изходно напрежение с повишени честоти (1–2 kHz), системата за управление трябва да бъде разработена самостоятелно поради липсата на готови интегрални решения под формата на трифазни ШИМ контролери.

Известно е, че AVI е статичен преобразувател на постояннотоково напрежение Ed към AC, използвайки полупроводникови превключватели (S1-S6), които могат да бъдат полеви MOSFET транзистори или IGBT [2]. Мостовите транзистори се управляват от управляваща система (CS) в съответствие с един от съществуващите алгоритми, за да осигурят стабилизирано трифазно променливо напрежение (Zn).

В момента има три основни класа CS: аналогов, цифров, смесен (цифрово-аналогов). Днес аналоговите системи за управление отстъпват място на смесени системи за управление, а векторът на развитие е насочен към използването на чисто цифрови системи за управление в преобразуватели на мощност [3]. Въпреки това, работните скорости на съвременните микроконтролери и ADC не са толкова високи, че да осигурят необходимата скорост на системата за цифрово управление на силовия преобразувател, работещ на честоти от 50–100 kHz и повече.

Помислете за смесена система за управление (фиг. 1), при която пропорционално-интегро-диференциращ (PID) контролер се прави традиционно с помощта на операционни усилватели. Линейното напрежение от изхода на инвертора се измерва чрез датчик за напрежение (DN) и като сигнал за отрицателна обратна връзка се добавя към сигнала за зададена точка Uset. Сигналът от изхода на PID контролера се мащабира и преобразува в цифрова серия с помощта на аналогово-цифров преобразувател, след което се подава към цифров импулсен формировател (DSP), който в съответствие с алгоритъма осигурява контролни импулси на трифазен AVI, използващ драйвер (DB) за съвпадение на управляващи сигнали с ниска мощност с нисък входен импеданс на силови транзистори. От особен интерес за изследвания и разработки в представената блокова схема е цифровият контролен център, който е прототип на аналогов ШИМ контролер, който генерира управляващи импулси като функция от сумата на зададената стойност и сигналите за обратна връзка.

Фигура: 1. Блок-схема на AIN с цифрова-аналогова система за управление

Известно е, че с развитието на микропроцесорната технология широко се използват векторни ШИМ алгоритми [5, 6]. Когато този вид ШИМ се реализира два пъти по време на периода на изходната честота, всяка фаза на инвертора става неконтролируема и превключването на превключвателите на захранването не се случва в него. За всяка фаза на изходното напрежение, два пъти през периода на изходната честота, настъпва интервал, равен на π/6, когато стойността на напрежението на тази фаза е максимална в абсолютна стойност (фиг. 2). Според векторния PWM алгоритъм за продължителността на този интервал, съответният ключ (S1-S6) трябва да остане отворен, независимо от коефициента на модулация Km, който не е нищо повече от зададения сигнал Uset в относителни единици, вариращ в диапазона 0 -1 (фиг. 3). Съгласно векторния ШИМ метод, работният период (2π) на всяка фаза на транзисторния мост е разделен на 6 равни интервала от 60 el. градушка. (π/3). Допълнително развивайки този метод, ние ще разделим всеки π/3-интервал на 8 ШИМ интервала от 7,5 ел. градушка. (π/24).

Фигура: 2. An, Bn, Cn - сигнали за фазово управляващи напрежения; Mn - сигнал за предварителна модулация на 3-та хармоника

Фигура: 3. Контролни сигнали, предварително модулирани от 3-та хармоника при коефициент на модулация km = 1 (a) и km = 0,7 (b)

По този начин номерът на модулация на преобразуването на ШИМ е M = 48. Помислете за случая, когато честотата на изходното напрежение на AVI fout е избрана равна на 1 kHz, тогава честотата на превключване на силовите превключватели fc = M · fout = 48 kHz. В този случай продължителността на периода на ШИМ TSWM = 1/48 · 103 = 20,833 μs. Практическият опит със съвременните полупроводникови устройства показва, че в режим на твърдо превключване работата на тази честота е близка до максимума по отношение на превключващите загуби в транзисторите. Тоест, за да се увеличи честотата на изходното напрежение на AVI, е необходимо да се използват транзистори с минимални динамични загуби.

Известно е, че ШИМ сигналът се формира чрез сравняване на напрежението на трионната метла с контролния сигнал, като се използва устройство за сравнение, например в аналогови системи - това е конвенционален аналогов компаратор [1]. Тъй като в този случай системата за оформяне на импулси е проектирана изцяло цифрова, сравнението се прави на цифрови компаратори, а триъгълно цифрово размах, осигурено от обратен брояч, се използва като двустранен ШИМ размах в интервала π/24 (фиг. 4 ). Нека вземем пълнежа на брояча за почистване или цифровия генератор за почистване на трион (DSC), равен на N = 500, след това на интервала 0. π/48 броят преминава от 0 до 500 и на интервала π/48. π/24 - от 500 до 0.

Въз основа на максималната стойност на пълнене N = 500, продължителността на импулсния генератор на брояча ще бъде равна на TSWP/2N = 20,833 ns, честотата съответно е равна на 48 MHz. Тоест, честотата на FPGA чипа, на който е реализирана цифровата верига, трябва да бъде поне определената честота.

При внедряване на този тип векторна ШИМ [5] два пъти през периода на изходната честота с изместване на π през интервали от π/3, управлението на всяка фаза на инвертора се прави пасивно, т.е. превключвателите на захранването с ШИМ честота не се срещат в него. В този случай или горният, или долният фазов превключвател е отворен в съответствие с алгоритъма за управление. Останалите две фази се управляват с ШИМ чрез завъртане на импулсите от 48 kHz по синусоидален начин. По този начин средната честота на превключване на всеки превключвател е 1,5 пъти по-ниска от тази на класическия ШИМ, което съответно намалява превключващите загуби.

Помислете за един от шестте π/3 интервала, когато единият превключвател е напълно отворен, а другите два са превключени с честота 48 kHz, широчината на импулса се променя във времето според хармоничен закон с предварително модулирана 3-та хармоника. Нека вземем средата на размах на дигиталния трион N/2 като нивото на условната нулева линия на фазовите размах (фиг. 4), тогава синусоидалното напрежение на фазовия размах ще приеме формата

където е коефициентът на увеличаване на амплитудата на основната хармоника, като се вземе предвид добавянето на 3-та; θ е началната фаза и напрежението преди модулацията за даден интервал

Фигура: 4. Референтни синусоидални функции, предварително модулирани от 3-та хармоника и сигнала за размах на триъгълния цифров трион

За втората и третата фаза получените изрази ще имат същата форма, но началната фаза θ ще бъде изместена с 2π/3. След прости трансформации получаваме формулите за изчисляване на коефициентите, които са широчината на импулсите, вариращи във времето:

Изчисляването на получените коефициенти за всеки π/3 интервал е еднакво и тяхната стойност се променя като функция на коефициента на модулация на CM, чиято стойност се определя от сигнала за обратна връзка, получен от сензора за напрежение и дигитализиран от ADC. Има два възможни начина за обработка на получената информация. Първото е изчисляването на интервалните коефициенти А1, А2 „в движение“ по време на работа на системата, второто е попълването на клетките на матрицата на коефициентите, последвано от избора на реда с номера, съответстващ на Стойност на KM в диапазона 0-1, разделена на приемлива (според точността на стабилизираното напрежение) поредица от стойности. Вторият вариант изглежда най-надежден, когато CFI ще се състои от микроконтролер и FPGA. В този случай на микроконтролера се възлага функцията за първоначално изчисляване на коефициентите и запълване на матрицата от стойности с последващо прехвърляне към FPGA, където получената матрица се използва за по-нататъшно вземане на проби от стойности, за да се прехвърлете ги към входовете на цифрови компаратори.

Основният алгоритъм на CFI операцията е реализиран на FPGA, функционалната схема CFI е показана на фиг. 5. Стойностите на коефициентите А1, А2 се изчисляват съгласно горните формули и се записват в матричните блокове. Всеки блок съдържа 256 реда, което съответства на 8 бита в двоичната система (с 8-битов ADC), стойността на коефициента KM = 1 съответства на максималната стойност на изхода на ADC, т.е. запълване на изходния байт с единици. По този начин е необходимо да се създадат 16 матрици от по 256 реда, по 8 матрици за всеки коефициент, в съответствие с разделянето на π/3 сектора на 8 интервала.

Фигура: 5. Функционална схема на цифров импулсен формировател

Фигура: 6. Осцилограми на напрежение от изхода на инвертора, с променящ се референтен сигнал: а - референтна честота 50 Hz; b - референтна честота 100 Hz

Избрани стойности от съответната матрица и сигнал от цифров трион се подават към цифровите компаратори Z-K, след което едновременно се формира правоъгълен импулс с необходимата ширина на изхода на всеки компаратор. С помощта на регистъра за смяна PC и логически устройства на LU, изградени върху елементите на логическо И, се формират времеви последователности с продължителност π/3, състоящи се от 8 импулса. Получаваните по този начин времеви последователности се подават към устройството за разпределение на импулси RI, което в съответствие с организацията на логиката на работата на мостовите ключове подава необходимия контролен сигнал към съответния транзистор.

Практическото внедряване на разработения метод [4] беше осъществено с помощта на устройство, съдържащо 32-битов контролер с интегриран ADC и FPGA чип, върху който дигиталният център е проектиран директно. За да се провери скоростта на работа на системата, към входа на ADC се подава синусоидален сигнал с различни честоти (фиг. 6), докато осцилограмите са взети от изхода на инвертора. От представените осцилограми се вижда, че системата за управление има стабилност и добри динамични свойства.

По този начин системата за цифрово-аналогово управление за 3-фазния AVI, разработена по метода на векторната ШИМ [4], има необходимата скорост за генериране и стабилизиране на изходното напрежение с повишена честота (1–2 kHz), има подобрено тегло и размери и може да се използва за всеки трифазен AIN със симетрично натоварване.

Рецензенти:

Лукутин Б. В., доктор на техническите науки, професор в катедра „Електроснабдяване на промишлени предприятия“, Институт по енергетика, Национален изследователски Томски политехнически университет, Томск;

Михалченко С. Г., доктор на техническите науки, професор, ръководител на катедра „Индустриална електроника“, Факултет по електронна техника, Томски държавен университет за системи за управление и радиоелектроника, Томск.